Круг за корекцију фактора снаге (ПФЦ) - Водич

Пост детаљно описује различите методе конфигурисања кола за корекцију фактора снаге или ПФЦ кола у СМПС дизајну и објашњава најбоље праксе за ове топологије како би био у складу са модерним смерницама за ограничење ПФЦ-а.

Дизајнирање ефикасних кругова за напајање никада није било лако, међутим током времена истраживачи су успели да реше већину питања која се тичу, а у истим редовима модерни СМПС дизајни су такође оптимизовани са најбољим могућим исходима, захваљујући нови регулаторни стандарди који су играли важну улогу у примени строжијих параметара квалитета за савремене јединице за напајање.

ПФЦ смернице

Модерна ограничења квалитета напајања су прилично агресивно постављена, заједнички напорима произвођача, добављача и других релевантних управних тела.

Међу многим параметрима квалитета постављеним за савремене дизајне напајања, корекција корекције фактора снаге (ПФЦ) која је заправо у облику поништавања хармоника проглашена је обавезним захтевом према правилима ИЕЦ 61000-3-2.

Захваљујући томе, дизајнери су присиљени да се суоче са тежим изазовима у дизајнирању фаза корекције фактора снаге у својим пројектима напајања како би се задовољили ови строги савремени закони, а напајања постају све застрашујућа са својим спецификацијама и опсегом примене, структурирањем исправних ПФЦ кола многим произвођачима у арени није нимало лакше.

Приказани водичи су посебно посвећени свим оним удружењима и професионалцима који се баве производњом или пројектовање повратног СМПС-а за олакшавање са најидеалнијим ПФЦ дизајном и прорачунима према њиховим индивидуалним захтевима.

Расправе укључене у ове водиче помоћи ће вам да дизајнирате ПФЦ склопове чак и за значајно велике јединице у опсегу до 400 вати, 0,75 ампера.

Читаоци ће такође добити прилику да науче о одабиру једностепених изолованих претварача који такође укључују ЛЕД управљачке програме. Корак по корак упутства за дизајн и упутства заједно са поређењима на нивоу система, многи дизајнери који су активно укључени у област енергетске електронике биће освешћени да користите најоптималнији приступ за њихове специфичне потребе примене

Циљ корекције фактора снаге

Оптимизација кола за корекцију фактора снаге у модерним СМПС јединицама (прекидачки режим напајања) могла би да се развије у недавној прошлости због појаве низа напредних релевантних интегрисаних кола (ИЦ), што је омогућило постављање различитих ПФЦ дизајна који имају специфичне начина рада и са индивидуалном способношћу за руковање изазовима.

Са повећањем опсега СМПС топологија, сложеност у дизајнирању и примени ПФЦ-а такође се погоршала у данашње време.

У првом упутству ћемо научити о оперативним детаљима дизајна који су од професионалаца углавном префериране корекције.

У основи, корекција фактора снаге помаже у оптимизацији улазне струје у офф-лине изворима напајања, тако да они могу да повећају стварну снагу из расположивог мрежног улаза.

У складу са уобичајеним захтевима, дати електрични апарат мора се емулирати као оптерећење чистог отпора, тако да му омогућава нулту потрошњу реактивне снаге.

Ово стање резултира генерисањем готово нула улазних хармонских струја, другим речима, омогућава да потрошена струја буде савршено у складу са улазним напоном напајања који је обично у облику синусног таласа.

Ово постигнуће олакшава уређају да троши „стварну снагу“ из мреже на најоптималнијим и најефикаснијим нивоима, што за последицу има смањење расипања електричне енергије и повећање њене ефикасности.

Ова ефикасна употреба електричне енергије помаже уређају не само да се представи на најефикаснији начин, већ и комуналним предузећима и укљученој капиталној опреми за процес.

Горња карактеристика надаље омогућава да далеководи буду без хармоника и резултујућих сметњи на уређајима у мрежи.

Поред горе поменутих предности, укључивање ПФЦ-а у модерне јединице за напајање служи и за усклађивање са регулаторним захтевима постављеним у Европи и Јапану са ИЕЦ61000-3-2, што би сва електрична опрема требало да испуњава.

Горе поменуто стање је регулисано за већину електронских уређаја који могу бити оцењени на изнад 75 вата према стандардима опреме класе Д или који су и виши, наводећи највећу амплитуду линијских фреквенцијских хармоника у распону до 39. хармоника.

Поред ових стандарда, ПФЦ се такође користи за осигуравање других ефикасности, као што су Енерги Стар 5.0 од виталног значаја за рачунаре и Енерги Стар 2.0 за системе за напајање и ТВ уређаје од 2008. године.

Дефиниција фактора снаге

ПФЦ или корекција фактора снаге могу се дефинисати као однос стварне снаге према привидној снази и изразити као:

ПФ = стварна снага / привидна снага, где је стварна снага изражена у
Ваттс, док се привидна снага изражава у ВА.

У овом изразу реална снага се одређује као просек тренутног умношка струје и напона у фази или циклусу, док се привидна снага сматра ефективном вредношћу струје помножене са напоном.

То сугерише да кад год су напонски колектори струје и напона синусоидни и међусобно су у фази, резултујући фактор снаге је 1,0.

Међутим, у стању када су струја, напонски параметри синусни, али нису у фази, долази до фактора снаге који је косинус фазног угла.

Горе описани услови фактора снаге примењују се у случајевима када су и напон и струја чисти синусни таласи, заједно са ситуацијом када се пратеће оптерећење састоји од отпорних, индуктивних и капацитивних компонената које су можда нелинеарне природе, се не прилагођава улазним параметрима струје и напона.

СМПС топологије обично уводе нелинеарну импедансу у мрежну линију због горе објашњеног натре њених кола.

Како СМПС ради

СМПС коло у основи укључује исправљачки степен на улазу који може бити полуталасни или пун таласни исправљач и комплементарни филтер кондензатор за задржавање исправљеног напона на њему до вршног нивоа улазног синусног таласа до тренутка следећег врха појављује се синусни талас и понавља циклус пуњења овог кондензатора, што резултира потребним вршним константним напоном на њему.

Овај поступак пуњења кондензатора у сваком вршном циклусу наизменичне струје захтева да улаз мора бити опремљен довољно струје за задовољавање потрошње оптерећења СМПС-а, између ових вршних интервала.

Циклус се реализује брзим избацивањем велике струје у кондензатор, која се примењује на оптерећење пражњењем док не дође следећи вршни циклус.

За овај неравномерни образац пуњења и пражњења препоручује се да импулсна струја из кондензатора буде оцењена за 15% више од просечног захтева оптерећења.

На горњој слици можемо видети да су, упркос значајној количини изобличења, напон и тренутни параметри очигледно у фази међусобног дејства.

Међутим, ако применимо термин „фазни угао косинус“ на горе наведено, створило би се погрешно закључивање о томе да напајање има фактор снаге 1,0

Горњи и доњи таласни облици указују на количину хармоничног садржаја струје.

Овде је назначен „садржај основног хармоника“ у поређењу са амплитудом од 100%, док су виши хармоники представљени као допунски проценти основне амплитуде.

Међутим, пошто стварну снагу одређује само основна компонента, док остали допунски хармоники представљају само привидну снагу, стварни фактор снаге може бити прилично мањи од 1,0.

Ово одступање називамо појмом фактор изобличења који је у основи одговоран за стварање фактора снаге који није јединица у СМПС јединицама.

Израз за стварну и привидну моћ

Општи израз који се односи на везу између стварне и привидне моћи може се дати на следећи начин:

Тамо где цосΦ формира фактор померања који излази из фазног угла Φ између таласних облика струја / напон и цосΦ означава фактор изобличења.

Позивајући се на доњи дијаграм, можемо бити сведоци ситуације која показује савршену корекцију фактора снаге.

Можемо видети да овде тренутни таласни облик сасвим идеално реплицира таласни облик напона јер обојица очигледно раде у фази и синхронизовани су међусобно.

Стога би се овде могло претпоставити да су хармонике улазне струје готово нуле.

Корекција фактора снаге против хармонске редукције

Гледајући раније илустрације, евидентно је да фактор снаге и ниски хармоники раде синхронизовано једни с другима.

Генерално се сматра да би, ако се изнесу ограничења за дотичне хармонике, могло помоћи у ограничавању контаминације улазне струје у далеководима на начин да се елиминишу сметње струје које ометају остале уређаје у близини.

Стога, иако се обрада улазне струје може назвати „корекцијом фактора снаге“, излазна величина усавршавања сматра се да се ова обрада схвата као хармонични садржај а према међународним смерницама.

За СМПС топологије, обично је елемент померања приближно једнак јединици, што доводи до следећих односа између фактора снаге и хармонијског изобличења.

У изразу ТХД представља укупно хармонијско изобличење као квадратну суму штетних хармоника у односу на основни садржај, изражавајући релативну тежину повезаног хармонског садржаја у односу на основни колега. Друга једначина повезује апсолутну вредност ТХД и не у% пропорцији, изражавајући да ТХД мора бити у основи нула да би се створио ПФ јединства.

Врсте корекције фактора снаге

Карактеристика улазног таласа на горњој слици показује типичну „активну“ врсту корекције фактора снаге за СМПС уређај који је уведен између улазне конфигурације исправљача и кондензатора филтера и путем интегрисаног кола ПФЦ који контролише поступак заједно са повезаним кругом за осигуравајући да улазна струја кохезивно прати таласни облик улазног напона.

Ова врста обраде може се сматрати најраспрострањенијом врстом ПФЦ која се користи у модерним СМПС круговима, као што се може видети на доњој слици.

Имајући ово у виду, ни у ком случају није обавезно да се за предложени ПФЦ користе само „активне“ верзије које користе ИЦ-ове и полупроводнике, а обично се поздрављају сви други облици дизајна који могу гарантовати разумну количину ПФЦ-а испод постављених прописа.

Примећено је да је у ствари један индуктор који замењује положај „активног“ колеге у стању да сасвим задовољавајуће одбаци хармонике управљајући врховима и прилично ефикасно дистрибуирајући струју у синхронизацији са улазним напоном.

Пасивни ПФЦ дизајн

Међутим, овај облик пасивне ПФЦ контроле могао би захтевати знатно гломазан индуктор у језгри са језгром и стога се може користити за примене у којима компактност није пресудан захтев. (страна 12)

Пасивни појединачни индуктор може се чинити брзим решењем за ПФЦ, али за велике снаге снаге величина може почети да постаје незанимљива због непрактично великих димензија.

На доњем графикону смо сведоци улазних карактеристика три броја варијанти ПЦПС СМПС снаге 250 вата, од којих свака представља тренутни таласни облик у еквивалентном фактору размере.

Лако можемо видети да је резултат добијен од пасивног ПФЦ-а заснованог на индуктору за 33% већи максимум струје него код активног колега ПФЦ-филтра.

Иако ово можда може да прође ИЕЦ61000-3-2 стандарде, дефинитивно неће бити у равни са недавним строжим правилом захтева од 0,9ПФ и неће успети на нивоу прихватања КЦ, постављеном према овим новим стандардима.

Основни блок дијаграм

Због сталног електронског тржишног тренда, где можемо видети пораст трошкова бакра заједно са порастом процеса магнетних језгара и увођењем модерних, много јефтинијих полупроводничких материјала, неће бити изненађење ако приметимо активни ПФЦ приступ постајући изузетно популарни од пасивног колеге.

А овај тренд би могао да се ојача у наредној будућности, представљајући све напреднија и побољшана ПФЦ решења за бројне СМПС дизајнере и произвођаче.

Поређење хармоника улазне линије са стандардима ИЕЦ610003-2

На слици испод можемо видети трагове три одвојена ПЦПС резултата од 250 вати у односу на ограничења ИЕЦ6000-3-2. Наведено ограничење важи за све уређаје класе Д, попут рачунара, телевизора и њихових монитора.

Приказана граница садржаја хармоника је фиксна у складу са улазном снагом уређаја. За производе који се односе на светла, обично се следе ЛЕД светла, ЦФЛ светла, ограничења класе Ц, која су идентична њиховим ограничењима улазне снаге.

Остали неконвенционални електронски производи сматрају да је њихово ПФЦ ограничење постављено пропорционално минималној улазној снази од 600 вати.

Ако погледамо пасивни ПФЦ траг, откријемо да тешко да је у складу са постављеном границом ограничења, само врста додира и помака (на хармонику бр. 3)

Анализирајући пасивне ПФЦ карактеристике

На следећој слици можемо видети класични пример пасивног ПФЦ кола дизајнираног за традиционално напајање рачунара. Овде је приметно повезивање средишњег славине ПФЦ индуктора са улазним улазним напоном линије.

Док су у режиму за одабир од 220 В (прекидач отворен), цела два дела индуктора примењују се са мрежом исправљача која ради попут пуног круга исправљача моста.

Међутим, у режиму 110В (прекидач затвори), само 50% или половина завојнице се користи кроз леви бочни део завојнице који се имплементира, док је исправљачки део сада трансформисан у полуталасни двоструки круг исправљача.

Будући да ће избор 220В морати да генерише око 330В након пуног таласног исправљања, ово формира улаз магистрале за СМПС и има могућност значајних флуктуација у складу са улазним напоном у мрежи.

Пример дијаграма кола

Иако би овај пасивни ПФЦ дизајн могао изгледати прилично једноставно и импресивно својим перформансама, могао би показати неколико приметних недостатака.

Заједно са гломазном природом ПФЦ-а, две друге ствари које утичу на његове перформансе су прво, укључивање механичког прекидача који систем чини рањивим на могуће људске грешке током рада јединице, као и на повезане проблеме са хабањем.

Друго, линијски напон који није стабилизован резултира релативном неефикасношћу на фронтима исплативости и тачности претварања једносмерне у једносмерну струју повезану са ПФЦ излазом.

Контролери за режим критичне кондукције (ЦрМ)

Ступањ контролера који се назива режим критичне проводљивости, а који се такође назива прелазни режим или контролер граничног проводног режима (БЦМ), су конфигурације кола које се могу ефикасно користити у апликацијама електронике осветљења. Иако су без проблема са употребљивошћу, ови контролери су релативно скупи.

Следећи дијаграм 1-8 приказује редован дизајн кола ЦрМ регулатора.

ЦрМ контролер ПФЦ обично има горе приказану врсту кола, што се може разумети уз помоћ следећих тачака:

Улаз референтног ступња множитеља прима одговарајуће димензионисани сигнал са повезаног излаза појачавача грешака који има пол ниске фреквенције.

На други улаз мултипликатора може се видети референца са стабилизованим ДЦ напонским стезањем извученим из исправљеног мрежног улаза наизменичне струје.

Дакле, резултујући излаз из множитеља је производ релативног једносмерног напона из излаза појачала грешке и референцираног сигнала у облику пуних таласних синусних импулса са улаза наизменичне струје.

Овај излаз из фазе множитеља може се видети и у облику пуног таласног импулса синусног таласа, али на одговарајући начин умањен пропорционално примењеном сигналу грешке (фактор добитка) који се користи као референца за улазни напон.

Амплитуда сигнала овог извора је на одговарајући начин прилагођена како би се применила тачно наведена просечна снага и обезбедио одговарајући регулисани излазни напон.

Фаза која је одговорна за обраду амплитуде струје доводи до струјања струје у складу са излазним таласним обликом из множитеља, међутим може се очекивати да амплитуда струјног сигнала линијске фреквенције (након заглађивања) буде упола мања од ове референце из степена мултипликатора .

Овде се операције помоћу струјних кругова за обликовање могу разумети на следећи начин:

Позивајући се на горњи дијаграм, Вреф означава сигнал који се излази из фазе множитеља, а који се даље доводи у један од опампа упоређивача чији се други улаз односи на тренутни сигнал таласног облика.

На прекидачу за напајање, струја на индуктору полако се повећава док сигнал преко разводника не достигне ниво Вреф.

Ово приморава компаратор да промени свој излаз са Укључено на ИСКЉУЧУЈУЋИ искључујући напајање круга.

Чим се то догоди, напон који је постепено рампирао преко пригушнице почиње полако падати према нули и када додирне нулу, излаз опампа се враћа и поново укључује, а циклус се понавља.

Као што назив горе наведене карактеристике означава, контролни образац система никада не дозвољава да индуктивна струја пуца изнад унапред одређене границе у континуираном и прекидном режиму пребацивања.

Овај аранжман помаже у предвиђању и израчунавању односа између просечног вршног нивоа струје резултујућег излаза из опампа. Будући да је одзив у облику троугластих таласа, просек таласног облика означава тачно 50% стварних врхова таласних облика троугла.

То подразумева да би резултујућа просечна вредност тренутног сигнала таласа троугла била = Струја индуктора к Р смисао или једноставно ставила половину унапред задатог референтног нивоа (Вреф) опампера.

Фреквенција регулатора који користе горњи принцип зависиће од мрежног напона и струје оптерећења. Фреквенција би могла бити много већа при вишим линијским напонима и могла би варирати како варира линијски улаз.

Режим критичног вођења са стезањем на фреквенцији (ФЦЦрМ)

Упркос својој популарности у разним апликацијама за управљање ПФЦ индустријским напајањем, горе објашњени ЦрМ контролер укључује неке својствене недостатке.

Главна мана ове врсте активне ПФЦ контроле је њена фреквентна нестабилност у односу на линију и услове оптерећења, што показује пораст фреквенције код лакших оптерећења и већих напона у линији, а такође и сваки пут када се улазни синусни талас приближи прелазима нуле.

Ако се покуша исправити овај проблем додавањем фреквенцијске стезаљке, долази до излаза са искривљеним таласним обликом струје, што изгледа неизбежно због чињенице да „Тон“ остаје неприлагођен за овај поступак.

Међутим, развој алтернативне технике помаже у постизању праве корекције фактора снаге чак и у прекидном режиму (ДЦМ). Принцип рада може се проучити на доњој слици и са приложеним једначинама.

Позивајући се на горњи дијаграм, вршна струја завојнице може се проценити решавањем:

Просечна струја калема у односу на комутациони циклус (која се додатно претпоставља као тренутна струја линије за дати циклус комутације, услед чињенице да је фреквенција комутације обично већа од линијске фреквенције на којој се дешавају варијације мрежног напона ), изражава се формулом:

Комбиновањем горњег односа и поједностављењем појмова добија се следеће:

Горњи израз јасно указује и имплицира да ће у случају примене методе у којој се алгоритам брине о одржавању тон.тцицле / Тсв на константном нивоу, омогућити да постигнемо линијску струју синусног таласа са фактором снаге јединства чак и у прекидима начин рада.

Иако горња разматрања откривају неке посебне користи за предложену технику ДЦМ контролера, чини се да то није идеалан избор због повезаних високих вршних нивоа струје, као што је приказано у следећој табели:

Да би се постигли идеални ПФЦ услови, разуман приступ био би примена услова када се ДЦМ и Црм начини рада спајају ради измузивања најбољег од ова два колега.

Стога, када услови оптерећења нису тешки и ЦрМ ради на високој фреквенцији, круг прелази на ДЦМ начин рада, а у случају када је струја оптерећења велика, дозвољено је да се стање Црм одржи тако да врхови струје раде не теже да пређу нежељене високе границе.

Ова врста оптимизације за два предложена начина управљања може се најбоље приказати на следећој слици где се обједињују благодати два начина управљања ради постизања најпожељнијих решења.

Наставља проводни режим

Режим непрекидног вођења ПФЦ-а могао би постати прилично популаран у СМПС дизајну због њихове флексибилне функције и опсега примене и с њима повезаних неколико предности.

У овом режиму тренутни вршни напон одржава се на нижем нивоу што резултира минимизираним губицима при пребацивању унутар релевантних компонената, а осим тога улазно валовање се приказује на минималном нивоу са релативно константном фреквенцијом, што заузврат омогућава поступак заглађивања много једноставнији за исти.
О следећим атрибутима повезаним са ЦЦМ типом ПФЦ потребно је мало детаљније расправити.

Врмс2 Цонтрол

Један од виталних атрибута код већине универзално примењених ПФЦ дизајна је референтни сигнал који треба да буде степенаста имитација исправљеног улазног волаге.

Овај минимизирани исправљени еквивалент улазног напона коначно се примењује у колу за обликовање тачног таласног облика излазне струје.

Као што је горе речено, за ову операцију се обично користи етапа мултипликационог кола, али као што знамо да фаза мултипликаторског кола може бити релативно мање исплатива од традиционалног твн-инпут мултипликаторског система.

Класичан пример изгледа може се видети на слици испод која показује континуирани ПФЦ приступ.

Као што се може видети, овде се појачивачки претварач покреће уз помоћ просечног ПВМ у тренутном режиму, који постаје одговоран за димензионисање струје пригушнице (улазна струја за претварач), у односу на сигнал наредбе струје, В (и) , што се може видети као смањени еквивалент улазног напона В (ин) на удео ВДИВ.

Ово се спроводи дељењем сигнала напона грешке са квадратом сигнала улазног напона (заглађеног кондензатором Цф, како би се створио поједностављени фактор скалирања у односу на ниво улазног напона).

Иако ће вам бити помало незгодно када видите како се сигнал грешке дели са квадратом улазног напона, разлог који стоји иза ове мере је стварање појачања петље (или пролазног зависног одзива) који се можда не заснива на улазном напону покретање.

Квадратирање напона на имениоцу неутралише се са вредношћу Всин заједно са преносном функцијом ПВМ регулације (пропорционалност тренутног нагиба нагиба индуктора са улазним напоном).

Међутим, један недостатак овог облика ПФЦ-а је флексибилност множитеља, што приморава ову фазу да буде мало прекомерно дизајнирана, посебно секције руковања снагом кола, тако да одржава и најгоре могуће сценарије расипања снаге.

Контрола просечног тренутног режима

На горњој слици можемо видети како референтни сигнал произведен из множитеља В (и) означава облик таласног облика и опсег скалирања ПФЦ улазне струје.

Наведени ПВМ ступањ постаје одговоран за осигуравање да просјечна улазна струја буде у равни са референтном вриједношћу. Поступак се изводи кроз просечну фазу регулатора тренутног режима, као што се може видети на доњој слици.

Контрола режима просечне струје је у основи конфигурисана да регулише просечну струју (улаз / излаз) у односу на управљачки сигнал Ицп, који се пак ствара применом нискофреквентне једносмерне петље кроз фазу кола појачала грешке, и то није ништа друго еквивалентна струја која одговара сигналу Ви који је приказан на ранијој слици до ове.

Фазно струјно појачало функционише као струјни интегратор, као и појачавач грешке, како би се регулисао облик таласног облика, док Ицп сигнал који се генерише преко Рцп постаје одговоран за извршавање контроле улазног једносмерног напона.

Да би се осигурао линеарни одзив струјног појачала, његов улаз мора бити сличан, што значи да потенцијална разлика генерисана преко Р (шанта) мора бити слична напону генерисаном око Рцп, јер не можемо имати једносмерну струју кроз неинвертујући улаз отпорника појачавача струје.

Излаз који генерише струјно појачало требало би да буде сигнал грешке „ниске фреквенције“ у зависности од просечне струје шанта, као и сигнал са Исп.

Сада осцилатор генерише тестерасти сигнал који се користи за упоређивање горњег сигнала са њим, баш као што је то учињено са дизајном управљања напонским режимом.

То резултира стварањем ПВМ-а утврђених упоређивањем горе поменута два сигнала.

Напредна ПФЦ решења

Различите методе ПФЦ контрола, као што је претходно разматрано (ЦрМ, ЦЦМ, ДЦМ) и њихове варијанте пружају дизајнерима различите могућности конфигурисања ПФЦ кола.

Међутим, упркос овим опцијама, доследна потрага за постизањем бољих и напреднијих модула у погледу ефикасности омогућила је дијагнозу софистициранијих дизајна за ове примене.

О овоме ћемо разговарати више о томе како се овај чланак ажурира најновијим подацима на ту тему.