Како дизајнирати Флибацк Цонвертер - свеобухватан водич

Конфигурација повратног пребацивања је пожељна топологија у дизајну апликација СМПС, углавном зато што гарантује потпуну изолацију излазног једносмерног напона од улазне мрежне наизменичне струје. Остале карактеристике укључују ниске производне трошкове, једноставнији дизајн и једноставну примену. ДЦМ верзија повратних претварача са малом струјом која укључује излазне спецификације ниже од 50 вати се више користи од већих колега са јаком струјом.

Научимо детаље уз свеобухватно објашњење кроз следеће пасусе:

Свеобухватан водич за дизајн за мрежни претварач ДЦМ фиксних фреквенција са повратном спрегом

Начини повратног лета: ДЦМ и ЦЦМ

Испод видимо основни шематски дизајн повратног претварача. Главни делови овог дизајна су трансформатор, склопна снага МОСФЕТ К1 на примарној страни, исправљач моста на секундарној страни Д1, а кондензатор филтера за заглађивање излаз из Д1 и ниво ПВМ контролера који може бити ИЦ контролни круг.

Овај тип повратног дизајна може да има ЦЦМ (режим непрекидне проводљивости) или ДЦМ (начин прекида са проводљивим деловањем) на основу начина на који је конфигурисана снага МОСФЕТ Т1.

У основи, у ДЦМ режиму имамо целокупну електричну енергију ускладиштену у примарном трансформатору која се пребацује преко секундарне стране сваки пут када се МОСФЕТ ИСКЉУЧИ током његових преклопних циклуса (који се називају и периодом повратног пребацивања), што доводи до тога да примарна бочна струја достиже нулти потенцијал пре него што Т1 буде у стању да се поново УКЉУЧИ у следећем циклусу пребацивања.

У ЦЦМ режиму, електрична енергија ускладиштена у примарном не добија прилику да се у потпуности пренесе или индукује преко секундарног.

То је зато што се сваки од следећих прекидачких импулса са ПВМ регулатора УКЉУЧИ Т1 пре него што трансформатор пренесе своју пуну ускладиштену енергију на оптерећење. То подразумева да повратна струја (ИЛПК и ИСЕЦ) никада не сме да достигне нулти потенцијал током сваког од циклуса укључивања.

Разлици између два начина рада можемо бити сведоци на следећем дијаграму кроз тренутне шеме таласних облика на примарном и секундарном одељку трансформатора.

Оба начина рада ДЦМ и ЦЦМ имају своје специфичне предности, које се могу научити из следеће табеле:

У поређењу са ЦЦМ, коло ДЦМ режима захтева веће нивое вршне струје како би се осигурала оптимална снага на секундарној страни трансформатора. Ово заузврат захтева да примарна страна буде номинована на већу ефективну струју, што значи да МОСФЕТ треба да буде номинован на назначени виши опсег.

У случајевима када је потребно да се пројекат изгради са ограниченим опсегом улазне струје и компонената, тада се обично бира преусмеравање у режиму ЦЦМ, што омогућава дизајну да користи релативно мањи кондензатор филтера и мањи губитак проводљивости на МОСФЕТ-у и трансформатору).

ЦЦМ постаје повољан за услове у којима је улазни напон мањи, док је струја већа (преко 6 ампера), дизајни који могу бити оцењени да раде са преко Снага од 50 вати , изузев излаза на 5В, при чему спецификација снаге може бити нижа од 50 вати.

Горња слика показује тренутни одзив на примарној страни режима повратног прелета и одговарајући однос између њихових троугластих и трапезоидних таласних облика.

ИА на троугластом таласном облику указује на минималну тачку иницијализације која се може сматрати нулом на почетку периода укључивања МОСФЕТ-а, а такође и на виши ниво струје постојан у примарном намотају трансформатор у време док се МОСФЕТ поново не укључи, током ЦЦМ режима рада.

ИБ се може схватити као завршна тачка тренутне величине док је мосфет прекидач је УКЉУЧЕН (интервал тона).

Нормализована вредност струје ИРМС може се видети као функција К фактора (ИА / ИБ) преко И осе.

Ово се може користити као мултипликатор кад год је потребно израчунати отпорне губитке за одређени број таласних облика у односу на трапезоидни таласни облик који има равни горњи таласни облик.

Ово такође показује додатне неизбежне губитке једносмерне проводљивости намотаја трансформатора и транзистора или диода као тренутну функцију таласног облика. Користећи ове савете, пројектант ће моћи да спречи чак 10 до 15% губитака проводљивости са тако добро прорачунатим дизајном претварача.

Узимање у обзир горе наведених критеријума може постати значајно пресудно за апликације дизајниране за руковање високим ефективним струјама и захтевајући оптималну ефикасност као кључне карактеристике.

Можда ће бити могуће елиминисати додатне губитке бакра, мада то може захтевати страховите величина језгра за смештај битне веће површине прозора за навијање, за разлику од ситуација када само кључне спецификације постају пресудне.

Као што смо до сада разумели, ДЦМ режим рада омогућава употребу трансформатора мање величине, има већи привремени одзив и ради са минималним преклопним губицима.

Стога овај режим постаје високо препоручен за повратне кругове специфициране за веће излазне напоне са релативно нижим амперским захтевима.

Иако је могуће дизајнирати повратни претварач за рад са ДЦМ-ом, као и са ЦЦМ режимима, мора се имати на уму да се током преласка из ДЦМ-а у ЦЦМ режим, ова функција пребацивања трансформише у двополну операцију, што доводи до ниског нивоа импеданса претварача.

Ова ситуација чини неопходним укључивање додатних дизајнерских стратегија, укључујући разне петље (повратне информације) и компензацију нагиба у односу на систем унутрашње струјне петље. Практично то подразумева да морамо бити сигурни да је претварач првенствено дизајниран за ЦЦМ режим, али да може да ради са ДЦМ режимом када се на излазу користе лакша оптерећења.

Можда ће бити занимљиво знати да ће коришћењем напредних модела трансформатора можда постати могуће побољшати ЦЦМ претварач кроз чишћу и лакшу регулацију оптерећења, као и високу унакрсну регулацију у широком опсегу оптерећења кроз степенасти трансформатор.

У таквим случајевима мали зазор у језгру намеће се уметањем спољног елемента као што је изолациона трака или папир, како би се у почетку индуковала велика индуктивност, а такође омогућио рад ЦЦМ-а са мањим оптерећењима. О томе ћемо детаљно разговарати неки други пут о мојим наредним чланцима.

Имајући тако свестране карактеристике ДЦМ режима, није изненађење што ово постаје популаран избор кад год је потребно дизајнирати СМПС без муке, ефикасне и мале снаге.

У наставку ћемо научити упутства корак по корак у вези са дизајнирањем претварача повратних информација у режиму ДЦМ.

ДЦМ Флибацк дизајн једначине и захтеви за секвенцијално одлучивање

Корак 1:
Процените и процените своје захтеве за дизајном. Све СМПС дизајн мора започети проценом и утврђивањем спецификација система. Мораћете да дефинишете и доделите следеће параметре:

Знамо да је параметар ефикасности пресудан за који треба прво одлучити, најлакши начин да се крене је да поставите циљ од око 75% до 80%, чак и ако је ваш дизајн јефтин. Учесталост пребацивања означена са

Фсв се генерално мора компромитовати док се најбоље добијају димензије трансформатора и губици настали услед пребацивања и ЕМИ. Што имплицира да ће се можда морати одлучити за преклопну фреквенцију најмање испод 150 кХз. Типично се ово може одабрати између опсега 50кХз и 100кХз.

Даље, у случају да је за дизајн потребно укључити више од једног излаза, максимална вредност снаге Поут мораће бити прилагођена као комбинована вредност два излаза.

Можда ће вам бити занимљиво знати да су до недавно најпопуларнији конвенционални СМПС дизајни некада имали МОСФЕТ и ПВМ прекидачки контролер као две различите изоловане фазе, интегрисане заједно преко изгледа ПЦБ-а, али данас се у модерним СМПС јединицама ове две фазе могу наћи уграђене у један пакет и произвести као појединачне ИЦ.

Углавном, параметри који се обично узимају у обзир приликом дизајнирања повратног СМПС претварача су 1) апликација или спецификације оптерећења, 2) трошак 3) напајање у стању приправности и 4) додатне заштитне функције.

Када се користе уграђени ИЦ, ствари обично постају много лакше, јер је потребно само да се израчуна трансформатор и неколико спољних пасивних компонената за пројектовање оптималног повратног претварача.

Уђимо у детаље у вези са укљученим прорачунима за пројектовање неповољног СМПС-а.

Израчунавање улазног кондензатора Цин и опсега улазног једносмерног напона

У зависности од спецификација улазног напона и снаге, стандардно правило за избор Цин, које се назива и кондензатор једносмерне струје, може се научити из следећих објашњења:

Да би се обезбедио широк опсег рада, за кондензатор једносмерне везе може се одабрати вредност од 2 уФ по вату или већа, што ће вам омогућити добар опсег квалитета за ову компоненту.

Даље, можда ће бити потребно одредити минимални улазни напон једносмерне струје који се може добити решавањем:

Тамо где пражњење постаје однос радне снаге кондензатора једносмерне струје, који може бити око 0,2

На горњој слици можемо визуализовати напон кондензатора једносмерне везе. Као што је приказано, улазни напон настаје током максималне излазне снаге и минималног улазног наизменичног напона, док максимални улазни напон једносмерне струје настаје током минималне улазне снаге (одсуство оптерећења) и током максималног улазног наизменичног напона.

Током стања без оптерећења, можемо да видимо максималан улазни једносмерни напон, током којег се кондензатор пуни на вршном нивоу улазног напона наизменичне струје, а ове вредности се могу изразити следећом једначином:

Корак 3:

Процена напона изазваног повратним ударом и максималног напона напона на МОСФЕТ ВДС. Флибацк индуковани напон ВР могао би се схватити као напон индукован на примарној страни трансформатора када је МОСФЕТ К1 у искљученом стању.

Горња функција заузврат утиче на максимални ВДС рејтинг мосфет-а, што се може потврдити и идентификовати решавањем следеће једначине:

Где је Вспике напон скок генерисан услед индуктивности цурења трансформатора.

За почетак се може узети 30% Вспике-а из ВДСмак-а.

Следећа листа нам говори колики одбијени напон или индуковани напон могу бити препоручени за МОСФЕТ снаге 650 В до 800 В и који имају почетну граничну вредност ВР нижу од 100 В за очекивани широк опсег улазног напона.

Одабир праве ВР може бити погодба између нивоа напонског напрезања на секундарном исправљачу и спецификација примарног бочног МОСФЕТ-а.

Ако је ВР одабран врло високим повећањем односа окретања, настао би већи ВДСмак, али нижи ниво напонског напрезања на секундарној бочној диоди.

А ако је ВР одабран премали кроз мањи омјер окретања, ВДСмак би био мањи, али би резултирао повећањем нивоа напрезања на секундарној диоди.

Већи примарни бочни ВДСмак обезбедио би не само нижи ниво напрезања на секундарној бочној диоди и смањење примарне струје, већ би омогућио и примену исплативог дизајна.

Флибацк са ДЦМ режимом

Како израчунати Дмак у зависности од Врефлецтед-а и Винмина

У случајевима ВДЦмин може се очекивати максимални радни циклус. За ову ситуацију трансформатор можемо пројектовати дуж прагова ДЦМ и ЦЦМ. У овом случају радни циклус се може представити као:

Корак4:

Како израчунати примарну индуктивну струју

У овом кораку израчунаћемо примарну индуктивност и примарну вршну струју.

Следеће формуле могу се користити за идентификовање примарне вршне струје:

Једном када се постигне горе наведено, можемо наставити и израчунати примарну индуктивност користећи следећу формулу, у границама максималног радног циклуса.

Мора се водити рачуна о повратном превозу, он не сме да пређе у режим ЦЦМ-а због било ког облика прекомерних услова оптерећења, а за ову спецификацију максималне снаге треба размотрити приликом израчунавања Поутмак-а у једначини # 5. Поменути услов се може догодити и у случају да се индуктивност повећа преко вредности Лпримак, па их узмите у обзир.

Корак5 :

Како одабрати оптимални степен и величину језгра:

Могло би изгледати прилично застрашујуће при одабиру одговарајуће спецификације језгра и структуре ако први пут дизајнирате повратни лет. Будући да ово може укључивати значајан број фактора и променљивих које треба узети у обзир. Неколико од њих који могу бити пресудни су геометрија језгра (нпр. Језгро ЕЕ / језгро РМ / језгро ПК итд.), Димензија језгра (нпр. ЕЕ19, РМ8 ПК20 итд.) И материјал језгра (нпр. 3Ц96. ТП4, 3Ф3 итд.).

Ако не знате како поступити са горе наведеним спецификацијама, ефикасан начин за решавање овог проблема могао би бити упућивање на стандардни водич за избор језгара од произвођача језгра, или можете потражити помоћ у следећој табели која вам приближно даје стандардне димензије језгра током пројектовања повратне везе ДЦМ од 65 кХз, у односу на излазну снагу.

Када завршите са одабиром величине језгра, време је да одаберете тачну шпулицу, која се може добити у складу са подацима о језгру. Додатна својства шпулице, као што су број пинова, носач ПЦБ-а или СМД, хоризонтално или вертикално позиционирање, све ово такође треба узети у обзир као пожељни дизајн

Материјал језгра је такође пресудан и мора се одабрати на основу фреквенције, густине магнетног флукса и губитака језгра.

За почетак можете испробати варијанте са именом 3Ф3, 3Ц96 или ТП4А, имајте на уму да се називи доступног материјала језгра могу разликовати за исте типове у зависности од одређене производње.

Како израчунати минималне примарне завоје или намотавање

Тамо где термин Бмак означава оперативну максималну густину флукса, Лпри вам говори о примарној индуктивности, Ипри постаје примарна вршна струја, док Ае идентификује површину пресека изабраног типа језгра.

Мора се запамтити да Бмак никада не сме имати дозволу да премаши густину засићућег флукса (Бсат) како је наведено у техничком листу материјала језгра. Можда ћете наћи мале разлике у Бсат-у за феритне језгре, у зависности од спецификација као што су врста материјала и температура, међутим већина њих ће имати вредност близу 400мТ.

Ако не пронађете детаљне референтне податке, можете да користите Бмак од 300мТ. Иако одабир већег Бмак може помоћи у смањењу броја примарних завоја и мањој проводљивости, губитак језгра може знатно порасти. Покушајте да оптимизујете између вредности ових параметара, тако да се губитак језгра и губитак бакра одржавају у прихватљивим границама.

Корак 6:

Како израчунати број завоја за главни секундарни излаз (Нс) и разне помоћне излазе (Наук)

Да би одредити секундарне завоје прво треба да пронађемо однос заокрета (н), који се може израчунати помоћу следеће формуле:

Тамо где су Нп примарни завоји, а Нс секундарни број завоја, Воут означава излазни напон, а ВД нам говори о паду напона на секундарној диоди.

За израчунавање завоја помоћних излаза за жељену Вцц вредност може се користити следећа формула:

Помоћни намотај постаје пресудан у свим повратним претварачима за напајање почетног напајања управљачке ИЦ. Ово напајање ВЦЦ се обично користи за напајање склопне ИЦ на примарној страни и може бити фиксирано према вредности датој у техничком листу ИЦ. Ако израчунавање даје нецелу вредност, једноставно је заокружите помоћу горње целобројне вредности одмах изнад овог нецелог броја.

Како израчунати величину жице за изабрани излазни намотај

Да бисмо правилно израчунали величине жица за неколико намотаја, прво треба да сазнамо РМС тренутну спецификацију за појединачни намотај.

То се може урадити са следећим формулама:

Као почетна тачка, густина струје од 150 до 400 кружних мил по амперу може се користити за одређивање конектора жице. Следећа табела приказује референцу за одабир одговарајућег мерача жице помоћу 200М / А, према РМС тренутној вредности. Такође вам показује пречник жице и основну изолацију за разни мерач супер емајлираних бакарних жица.

Корак 8:

Узимајући у обзир конструкцију трансформатора и Итерација дизајна намотаја

Након што завршите са одређивањем горе наведених параметара трансформатора, постаће пресудно процијенити како прилагодити димензију жице и број завоја унутар израчунате величине језгра трансформатора и наведене калеме. Да би се ово право оптимално постигло, може бити потребно неколико итерација или експериментисања за оптимизацију спецификације језгра у односу на мерач жице и број завоја.

Следећа слика означава подручје намотаја за дати ЕЕ језгро . У односу на израчунату дебљину жице и број завоја за појединачни намотај, можда ће бити могуће приближно проценити да ли ће намотај одговарати расположивој површини намотаја (ш и в) или не. Ако намотај не задовољава, онда један од параметара од броја завоја, мерача жице или величине језгра или више од 1 параметра може захтевати неко фино подешавање док намотај не одговара оптимално.

Распоред намотаја је пресудан јер радне перформансе и поузданост трансформатора битно зависе од њега. Препоручује се употреба сендвич распореда или структуре за намотавање како би се ограничило цурење индуктивности, као што је приказано на слици5.

Такође, како би се задовољили и ускладили са међународним сигурносним правилима, дизајн мора имати довољан опсег изолације на примарном и секундарном слоју намотаја. Ово се може осигурати употребом структуре намотане на руб или употребом секундарне жице са троструком изолацијом, као што је приказано на следећој слици

Употреба троструко изоловане жице за секундарни намотај постаје лакша опција за брзу потврду међународних закона о сигурности у вези са повратним СМПС дизајном. Међутим, такве ојачане жице могу имати мало већу дебљину у поређењу са уобичајеном варијантом која приморава намотај да заузме више простора и могу захтевати додатне напоре за смештај унутар одабране шпулице.

Корак 9

Како дизајнирати круг примарне стезаљке

У секвенци пребацивања, током ИСКЉУЧИВАЊА МОСФЕТ-а, високонапонски шиљак у облику индуктивности пропуштања подвргава се одводу / извору МОСФЕТ-а, што би могло довести до слома лавине, што би на крају оштетило МОСФЕТ-а.

Да би се супротставио овоме, стезни круг је обично конфигурисан преко примарног намотаја, који тренутно ограничава генерисани клип на неку сигурну нижу вредност.

Пронаћи ћете неколико дизајна стезних кругова који се могу уградити у ту сврху, као што је приказано на следећој слици.

То су наиме РЦД стезаљка и диодна / Зенер стезаљка, при чему је потоњу много лакше конфигурисати и применити од прве опције. У овом колу стезаљки користимо комбинацију исправљачке диоде и високонапонске Зенер диоде као што је ТВС (привремени пригушивач напона) за стезање пренапонског шиљка.

Функција Зенер диода је ефикасно учвршћивање или ограничавање скока напона све док се напон цурења не пробије у потпуности кроз Зенер диоду. Предност диодне Зенер стезаљке је у томе што се круг активира и стеже само када комбинована вредност ВР и Вспике премаши спецификацију квара Зенер диоде, и обрнуто, све док је шиљак испод Зенер пробоја или сигурног нивоа, стезаљка се можда уопште неће активирати, не дозвољавајући непотребно расипање снаге.

Како одабрати стезну степен диоде / Зенер

То би увек требало да буде двострука вредност рефлектованог напона ВР, или претпостављеног напонског напона.
Диода исправљача треба да буде ултрабрза за опоравак или диода типа Сцхоттки која има номиналну вредност већу од максималног напона једносмерне везе.

Алтернативна опција стезања РЦД има недостатак успоравања дв / дт МОСФЕТ-а. Овде параметар отпора отпорника постаје пресудан док ограничава скок напона. Ако се изабере Рцламп мале вредности, то би побољшало заштиту од шиљака, али могло би повећати расипање и расипање енергије. Супротно томе, ако се изабере Рцламп веће вредности, то би помогло да се расипање смањи на минимум, али можда неће бити толико ефикасно у потискујући шиљке .

Позивајући се на горњу слику, да би се осигурало ВР = Вспике, могла би се користити следећа формула

Где Ллеак означава индуктивитет трансформатора и може се наћи кратким спојем преко секундарног намотаја, или се алтернативно може применити вредност основног правила применом 2 до 4% вредности примарне индуктивности.

У овом случају, кондензаторска стезаљка Ц треба да буде суштински велика да спречава пораст напона током периода апсорпције енергије цурења.

Вредност Ццламп може се одабрати између 100пФ до 4.7нФ, енергија ускладиштена у овом кондензатору ће се Рцламп испразнити и освежити брзо током еацј циклуса пребацивања.

Корак10

Како одабрати излазну диоду исправљача

Ово се може израчунати помоћу горе приказане формуле.

Обавезно изаберите спецификације тако да максималан реверзни напон или ВРРМ диоде не буде мањи од 30% од ВРВдиоде, а такође осигурајте да су спецификације ИФ или лавине напонске струје најмање 50% веће од ИсецРМС. Пожељно је одабрати Сцхоттки диоду како би се губици проводљивости свели на минимум.

Са ДЦМ колом, вршна струја Флибацк-а може бити велика, зато покушајте да изаберете диоду која има нижи предњи напон и релативно веће спецификације струје, с обзиром на жељени ниво ефикасности.

Степ11

Како одабрати вредност излазног кондензатора

Избор а тачно израчунати излазни кондензатор док пројектовање повратног зрачења може бити изузетно кључно, јер у топологији повратног промета ускладиштена индуктивна енергија није доступна између диоде и кондензатора, што значи да вриједност кондензатора треба израчунати узимајући у обзир 3 важна критеријума:

1) Капацитет
2) ЕСР
3) РМС струја

Минимална могућа вредност могла би се идентификовати у зависности од функције максимално прихватљивог вршног напона вала, а може се идентификовати путем следеће формуле:

Где Нцп означава број примарних бочних тактних импулса потребних у контролној повратној спрези за контролу рада из наведених максималних и минималних вредности. Ово обично може захтевати око 10 до 20 циклуса пребацивања.
Иоут се односи на максималну излазну струју (Иоут = Поутмак / Воут).

Да бисте идентификовали максималну ефективну вредност излазног кондензатора, користите следећу формулу:

За специфицирану високу преклопну фреквенцију повратног прелета, максимална вршна струја са секундарне стране трансформатора генерисаће одговарајуће висок напон валова, наметнут преко еквивалентне ЕСР излазног кондензатора. Узимајући у обзир ово, мора се осигурати да ЕСРмак називна вредност кондензатора не прелази специфицирану прихватљиву таласну способност кондензатора.

Коначни дизајн може у основи укључивати жељени напон и способност таласања кондензатора на основу стварног односа изабраног излазног напона и струје повратног зрачења.

Уверите се да је ЕСР вредност одређује се из техничког листа на основу фреквенције веће од 1кХз, за ​​коју се обично може претпоставити да је између 10кХз и 100кХз.

Било би занимљиво напоменути да усамљени кондензатор са ниским ЕСР спецификацијама може бити довољан за контролу излазног таласа. Можете покушати да укључите мали ЛЦ филтер за веће вршне струје, посебно ако је повратни лет дизајниран да ради у ДЦМ режиму, што може гарантовати разумно добру контролу мрешног напона на излазу.

Корак12

Даља важна разматрања:

А) Како одабрати напон и струју, за примарни бочни исправљач моста.

То се може учинити помоћу горње једначине.

У овој формули ПФ означава фактор снаге напајања, можемо применити 0,5 у случају да одговарајућа референца постане недостижна. За мостни исправљач одаберите диоде или модул који има предњи појачавач 2 пута већи од ИАЦРМС-а. За напон, могао би бити изабран на 600В за максималну спецификацију улазног напона од 400В.

Б) Како одабрати тренутни отпорник за осећај (Рсенсе):

Може се израчунати помоћу следеће једначине. Осетљиви отпорник Рсенсе уграђен је за тумачење максималне снаге на излазу повратног пролаза. Вредност Вцстх могла би се одредити позивањем на табелу ИЦ података регулатора, Ип (мак) означава примарну струју.

Ц) Избор ВЦЦ кондензатора:

Оптимално вредност капацитивности пресудно је да улазни кондензатор пружи одговарајући период покретања. Обично било која вредност између 22уФ и 47уФ лепо обавља посао. Међутим, ако је ово одабрано много ниже, могло би доћи до покретања „закључавања под напоном“ на ИЦ-у контролера, пре него што претварач буде у стању да развије Вцц. Супротно томе, већа вредност капацитивности може резултирати нежељеним одлагањем времена покретања претварача.

Поред тога, побрините се да је овај кондензатор најбољег квалитета, има врло добре ЕСР и таласасте струјне спецификације, упоредо са излазом спецификације кондензатора . Препоручује се повезивање другог кондензатора мање вредности реда 100 нФ, паралелно са горе поменутим кондензатором, и што је могуће ближе Вцц / уземљењу ИЦ-а регулатора ИЦ.

Д) Конфигурисање петље повратних информација:

Компензација повратне спреге постаје важна да би се зауставило стварање осцилација. Конфигурисање компензације петље може бити једноставније за пребацивање у режиму ДЦМ од ЦЦМ-а, због одсуства „нуле десне половине равни“ у степену снаге и стога се не захтева компензација.

Као што је наведено на горњој слици, директни РЦ (Рцомп, Ццомп) углавном постаје управо довољан да одржи добру стабилност у петљи. Генерално, вредност Рцомп може бити изабрана између 1К и 20К, док Ццомп може бити у опсегу од 100нФ до 470пФ.

Овим смо завршили нашу детаљну расправу о томе како дизајнирати и израчунати повратни претварач. Ако имате било какве сугестије или питања, можете их изнети у следећем пољу за коментаре, на ваша питања ће се одговорити КОЛИКО МОЖЕ.

Учтивост: Инфинеон